“电源轨”是什么

设备地址不正确、电路干扰。1、设备地址不正确：icc2布线时时钟端口要使用设备与主机进行连接，设备地址不正确就无法连接。2、电路干扰：icc2布线时时钟端口要在通电的状况下进行，电路有干扰就会导致不连接。

　　在设计用于单片机的电路保护电路时，首先考虑基础知识。这意味着，连接到导体且暴露于外界的任何数字引脚(例如连接器)均需使用齐纳二极管和限流电阻器进行适当保护。如果模拟输入也连接到外部导体，则还要具有齐纳二极管和限流措施。　　由于其CMOS特性，单片机设计也对嘈杂的电源轨敏感(嘈杂的电源线会导致逻辑门无法正确操作)。因此，使用正确类型的去耦电容器很重要。大容量电容器(例如极化电容器)可用于处理外围设备和大功率设备的突然功率需求。另一方面，小型无极性电容器可用于减少电源轨上的开关噪声。　　通常需要在单片机的每对电源引脚上放置等效串联电阻(ESR)值低的小型无极性电容器。例如，PIC18F45K22具有两对输入电源(VDD和VSS)，每对输入电源应直接连接一个低值陶瓷电容(例如10nF)。　　二、电路保护的类型　　到目前为止，上述保护方法通常是被动的，只能应对电涌。其他形式的电路保护又如何呢?　　尽管电压和电流浪涌会损坏单片机，但不可靠的电源和电源中断无疑会造成更大的损坏(只是物理意义上而言)。通常，在降低的电压下工作时，电路很少受到损坏，但是涉及数字逻辑的电路的行为可能会出乎意料。　　从局外人的角度来看，以单片机为基础的电路在降低的电压下运行仍然可以驱动显示器并运行固件(因此似乎可以正常工作)，但是来自外部源(例如I2C设备)的数据可能会变得不可靠，因为它们会不能在正确的电压水平下运行，这会导致错误的可靠性。如果电路在控制安全设备，则只有一半电路在工作，否则有造成严重伤害的危险。　　那么，如何保护电路免受功率降低呢?　　三、单片机中的掉电检测　　虽然通常可以通过使用外部分立元件(例如保险丝和二极管)来减轻过电压和电流，但降低功率(称为掉电)的难度却更大。　　一种方法是设计专用电路，该电路可以在小电压电平下运行并主动监视电源轨。这种方法的问题在于，它可能会增加设计价格以及最终PCB的复杂性。但是，通常有很多资源可能会减轻设计师的成本。那就是单片机本身。基于单片机的设计通常具有备用的外设，引脚，存储器和处理时间。这意味着设计人员无须在设计中包括其他组件即可执行有源电路健康状况监视。一些单片机包含掉电外设，这可能导致复位并设置标志以向固件指示已检测到掉电。　　那么，如何用单片机实现基本的电路监控系统呢?　　1.单片机输入电压

地铁专用，铺在行车钢轨旁的，用于供电，由于地铁高度受限制，无法使用架线，只能使用电源轨。

cmos op放大器增益与偏置电流的关系如下：当cmos op输入电压接近电源电压时，两个二极管泄漏电流间的关系会发生变化。输入电压靠近轨底的时候，举例来讲，当D2的反相电压接近零时，其泄漏电流值会减小。D1的泄漏会使得输入终端输出更高的偏置电流。显而易见，当输入电压为正电源轨的时候，相反的情况会发生。输入偏置电流值指的是在泄漏近乎匹配并且泄漏值极低的轨中间点测试所得到的值。对于任何给定的单元，都存在一个使输入电流为零的输入电压(假设没有显著的封装或者电路版图的泄漏)。事实上，使用轨到轨运算放大器时，通常可以在输入端使用自偏置，同时输出将漂移到对应零输入偏置电流点的电压。这是一个有趣的实验，然而却不是很实用。JFET输入的放大器有所不同，比如说OPA140 。对OPA140 来讲，输入晶体管的栅极是一个二极管结，同时二极管结的泄漏电流常常是输入偏置电流的主要来源。输入二极管结通常会更大，因此会比保护二极管更容易泄漏。因此输入偏置电流往往是不定向的。它会跟随放大器变化。由此可以得出结论。如果极低偏置电流对电路非常重要，仔细查看性能图表来收集所有可以得到的信息。如果在接近正电源轨或者负电源轨的情况下操作，你将会得到较高的输入偏置电流。这将会引出另外一个重要的点-输入偏置电流会随着温度的增加而显著增加。

psu是电源盒的辅助电源，意思这个5v来自辅助电源供电，也就是电源盒的5vsb，如果主板开启键盘鼠标开机或唤醒，就需要把usb供电跳线跳到5vsb供电。PSU电源就是电脑的一种电能转换类的电源（有别于电池供电类的电源），负责将标准交流电转成低压稳定的直流电，给电脑内其它的组件所使用。功能计算机电源将从墙上插座获得的交流电转到为计算机处理器及外围设备使用的低电压直流电。由于不同组件所需的电压不同，因此电源供应器需提供数个直流电压；而电脑中各组件都需要稳定连续的直流电压，因此电源供应器内必须配备电压调节器/稳定器（稳压器）。来提供精确的稳定的电压值，来确保电脑各组件的正常运作。“电源轨”/“电源通道”（power supply rail）或“电压轨”/“电压通道”（votage rail）一般指电源供应器提供的各个电压值。尽管这一词汇常用于电子工程学上，然而不少人，特别是电脑发烧友，在接触并深度了解PC电源供应器的时候都会遇到这些名词。

应该是一个范围，或者用法规则

开启和关闭系统中的电源轨的电子继电器。蓄电池检测仪能够精确测量蓄电池两端电压和内阻，并以此来判断蓄电池电池容量和技术状态的优劣，客户可以根据自身情况选择按键操作和液晶触摸两种操作方式，仪器中的负载开关是用来开启和关闭系统中的电源轨的电子继电器。负载开关为系统带来许多其它优势，并且集成通常难以用分立元件实现的保护功能。

LC振荡电路原理是LC振荡电路是指由电感L和电容C组成选频网络，用于产生高频正弦波信号的电路。在许多情况下，LC振荡电路也称为振荡器电路、谐振电路、谐振电路或调谐电路。常见的LC正弦波振荡电路有变压器反馈式LC振荡电路和电感三点LC振荡电路和电容三点LC振荡电路。LC振荡电路的辐射功率与振荡频率的四次方成正比，允许振荡LC电路辐射足够强的电磁波，必须提高振荡频率，电路呈开路形式。一、什么是LC振荡电路？LC振荡电路是指由电感L和电容C组成选频网络，用于产生高频正弦波信号的电路。在许多情况下，LC振荡电路也称为振荡器电路、谐振电路、谐振电路或调谐电路。常见的LC正弦波振荡电路有变压器反馈式LC振荡电路和电感三点LC振荡电路和电容三点LC振荡电路。LC振荡电路的辐射功率与振荡频率的四次方成正比，允许振荡LC电路辐射足够强的电磁波，必须提高振荡频率，电路呈开路形式。LC振荡器使用一个振荡电路（包括一个电感和一个电容），它提供所需的正反馈以维持电路中的振荡。顾名思义，在这个电路中，一个充电的电容(C)连接到一个未充电的电感(L)，LC谐振电路上面显示的电路是一个LC谐振电路，该电路包含一个完全充电的电容和一个完全断电的电感，该电感的电阻必须尽可能低（理想情况下为零）。如果将充电的电容连接到电阻，则电容的能量将被电阻器消耗，电流最终会停止流动。但在这种情况下，这个电容（存储电能）连接到一个电阻非常低的电感（存储磁能）。因此，随着电感开始从电容中获取能量，它开始通电，并且其能量增加，这反过来又使电容放电。当电感完全通电时，电容失去所有能量。电感将通过存储在其中的能量开始为电容充电。从电容到电感以及从电感到电容的能量转移继续进行。这种从一个设备到另一个设备的持续能量转移就是常说的LC振荡。二、LC振荡电路原理作用当一个完全通电的电容连接到一个断电的电感时，整个电路的所有能量都只在电容上，而电感的能量为零。我们将存储在电容中的能量（电能）表示为(U_E)，将存储在电感中的能量（磁能）表示为(U_B)。电流开始从电容流向电器，电感开始通电，电开始放电。电感的能量开始增加，电容的能量开始减少。电路图下方的条形图显示，此时，电感中存储的能量有一半等于电容的能量，这意味着电容已将一半的能量转移到了电感中。现在，一旦电容完全放电，电容的所有能量都将转移到电感。因此，全部电能都转化为磁能。由于电容完全放电并且电感完全通电，现在电感将以相同方向的电流开始对电容充电。现在电感已经将一半的能量转移到了电容上。最后，电容将再次充满电，电感将完全通电。但是现在电容的不同之处在于它的极性是相反的。因此，如果电流再次从电容开始在电路中流动，它将以相反的方向流动。由于电路中的电流现在具有相反的电流，我们可以说它已经完成了交流周期的前半部分并开始了后半部分。因此，当整个周期完成时，电容和电感都将完全充电两次。三、基本LC振荡电路电路由一个感应线圈L和一个电容C组成。电容以静电场的形式储存能量，并在其极板上产生电位（静电压），而感应线圈以电磁场的形式储存能量。通过将开关置于位置A，电容充电至直流电源电压V。当电容充满电时，开关切换到位置B。充电的电容现在并联在感应线圈上，因此电容开始通过线圈自行放电。随着通过线圈的电流开始上升，C两端的电压开始下降。这种上升的电流在线圈周围建立了一个电磁场，该电磁场抵抗了这种电流的流动。当电容C完全释放了最初存储在电容中的能量时，C作为静电场现在存储在感应线圈中，L作为线圈绕组周围的电磁场。由于现在电路中没有外部电压来维持线圈内的电流，因此随着电磁场开始崩溃，电流开始下降。在线圈中感应出一个反电动势(e=-Ldi/dt)，使电流保持在原始方向上流动。该电流以与其原始电荷相反的极性为电容C充电。C继续充电，直到电流减小到零，线圈的电磁场完全崩溃。最初通过开关引入电路的能量已返回到电容，电容上再次具有静电电压电位，尽管它现在具有相反的极性。电容现在开始通过线圈再次放电，并重复整个过程。当能量在电容和电感之间来回传递时，电压的极性会发生变化，从而产生交流型正弦电压和电流波形。此过程形成LC振荡电路的基础，理论上这种来回循环将无限期地继续。然而，事情并不完美，每次能量从电容C传输到电感器L并从L传输回C时，都会发生一些能量损失，随着时间的推移，振荡衰减为零。如果不是因为电路内的能量损失，这种在电容C到电感L之间来回传递能量的振荡作用将无限期地持续下去。电能在直流或电感线圈的实际电阻中、电容的电介质中以及电路的辐射中丢失，因此振荡稳定地减小，直到它们完全消失并且过程停止。在实际的LC电路中，振荡电压的幅度在每半个振荡周期都会减小，最终会消失到零。然后将振荡称为“阻尼”，阻尼量由电路的质量或Q因子决定。四、阻尼振荡振荡电压的频率取决于LC谐振电路中的电感值和电容值。我们现在知道，谐振电路中要发生谐振，必须有一个频率点，即XC的值，容抗与XL的值相同，感抗(XL=XC)和因此，这将相互抵消，只留下电路中的直流电阻来阻止电流流动。五、共振频率如果我们现在将电感的感抗曲线放在电容容抗曲线的顶部，使两条曲线在相同的频率轴上，交点将为我们提供谐振频率点，（u0192r或ωr)其中：u0192r以赫兹为单位，L以亨利为单位，C以法拉为单位。然后通过简化上述等式，我们得到调谐LC电路中谐振频率u0192r的最终等式：六、LC振荡公式L是以亨利为单位的电感C是以法拉为单位的电容u0192r是以赫兹为单位的输出频率这个等式表明，如果L或C减小，频率就会增加。该输出频率通常以(u0192r)的缩写形式给出，以将其标识为“谐振频率”。为了保持LC谐振电路中的振荡，我们必须替换每个振荡中损失的所有能量，并将这些振荡的幅度保持在恒定水平。因此，替换的能量量必须等于每个循环期间损失的能量。如果替换的能量太大，幅度会增加，直到发生电源轨削波。或者，如果被替换的能量太小，幅度最终会随着时间的推移而减小到零，并且振荡会停止。替代这种损失能量的最简单方法是从LC谐振电路获取部分输出，将其放大，然后再次将其反馈回LC电路。七、基本晶体管LC振荡器电路上述过程可以使用电压放大器来实现，该电压放大器使用运算放大器、FET或双极晶体管作为其有源器件。然而，如果反馈放大器的环路增益太小，所需的振荡衰减为零，如果太大，波形就会失真。为了产生恒定的振荡，必须精确控制反馈到LC网络的能量水平。然后，当幅度试图从参考电压向上或向下变化时，必须有某种形式的自动幅度或增益控制。为了保持稳定的振荡，电路的总增益必须等于1或1。再少一点，振荡就不会开始或消失到零，再多一点振荡就会发生，但幅度将被电源轨削波，从而导致失真。晶体管LC振荡电路双极晶体管用作LC振荡器放大器，调谐LC谐振电路用作集电极负载。另一个线圈L2连接在晶体管的基极和发射极之间，其电磁场与线圈L的电磁场“相互”耦合。八、基本晶体管LC振荡器电路工作原理两个电路之间存在“互感”，一个线圈电路中流动的变化电流通过电磁感应在另一个电路中感应出电位电压（变压器效应），因此在调谐电路中发生振荡，电磁能量从线圈转移L到线圈L2，并且在晶体管的基极和发射极之间施加与调谐电路中频率相同的电压。以这种方式，必要的自动反馈电压被施加到放大晶体管。可以通过改变两个线圈L和L2之间的耦合来增加或减少反馈量。当电路振荡时，它的阻抗是电阻性的，集电极和基极电压相差180度。为了保持振荡（称为频率稳定性），施加到调谐电路的电压必须与调谐电路中发生的振荡“同相”。因此，我们必须在集电极和基极之间的反馈路径中引入一个额外的180度相移。这是通过以相对于线圈L的正确方向缠绕L2的线圈来实现的，从而为我们提供振荡器电路的正确幅度和相位关系，或者通过在放大器的输出和输入之间连接相移网络来实现。因此，LC振荡器是更常见的“正弦振荡器”或“谐波振荡器”。LC振荡器可以产生高频正弦波，用于射频(RF)类型的应用，晶体管放大器是双极晶体管或FET。谐波振荡器有许多不同的形式，因为有许多不同的方法来构建LC滤波器网络和放大器，最常见的是哈特利振荡器、Colpitts振荡器、克拉普振荡器、Armstrong振荡器等。九、LC振荡电路示例一个200mH的电感和一个10pF的电容并联在一起，形成一个LC振荡回路。计算振荡频率。可以从上面的例子中看到，通过减小电容C或电感的值，L将具有增加LC振荡电路振荡频率的效果。十、LC振荡电路的优点高相位稳定性LC振荡电路在高频下产生良好的稳定性。低噪声，这是由于反馈网络中的电感和电容。高品质因数与其他振荡器相比，LC振荡器具有高品质因数。十一、LC振荡电路的缺点温度的变化会影响元件，例如晶体管、电容、电阻、电源电压和电路的电感。振荡器的工作频率不是恒定，这是由于电路中涉及的各种组件。如果反馈电路中的任何组件发生变化，工作频率可能会发生变化。它不适用于低频。在低频时，电容和电感不能很好地工作并在电路中产生不稳定。

FPGA 供应商都规定了电源排序要求，因为一个 FPGA 所需要的电源轨数量会从 3 个到 10 个以上不等。通过遵循推荐的电源序列，可以避免在启动期间吸取过大的电流，这反过来又可防止器件受损。对一个系统中的电源进行排序可采用多种方法来完成。本文将详细说明可根据系统所要求的复杂程度来实现的电源排序解决方案。本文中所讨论的电源排序解决方案为：把 PGOOD 引脚级联至使能引脚；采用一个复位 IC 来实现排序；模拟上电 / 断电排序器；具有 PMBus 接口的数字系统健康状况监视器。方法一：把PGOOD 引脚级联至使能引脚实现排序的一种基本的成本效益型方法是把一个电源的电源良好 (PG) 引脚级联至相继的下一个电源的使能(EN) 引脚（图 1）。第二个电源在 PG 门限得到满足（通常是在电源达到其终值的90% 之时）时开始接通。这种方法的优势是成本低，但是无法轻松地控制定时。在EN 引脚上增设一个电容器会在电路级之间引入定时延迟。然而，此方法在温度变化和反复电源循环期间是不可靠的。而且，这种方法并不支持断电排序。方法二：采用一个复位 IC 来实现排序另一种可以考虑的用于上电排序的简单选项是采用一个具有时间延迟的复位 IC。当采用此选项时，复位 IC 以严格的门限限值来监视电源轨。一旦电源轨处于其终值的3%（或更小）以内，复位 IC 将进入由解决方案定义的等待周期，然后再执行下一个电源轨的上电操作。该等待周期可以采用 EEPROM 编程到复位 IC 中，也可利用外部电容器来设定。图 2 示出了一款典型的多通道复位IC。采用复位 IC 来实现上电排序的优点是解决方案处于受监视的状态。必须在确认每个电源轨都处在稳压范围内之后再释放下一个电源轨，而且无需在电源转换器上提供一个PGOOD 引脚。采用复位 IC 的电源排序解决方案的缺点是其并不实施断电排序。

三相电源导轨主要用途分布在多层抽屉式大型立柜式电柜背后。优点是便于分路切断各分路电源后快速抢救及备份顶替。

本文介绍了心电图 (ECG) 与光电容积图 (PPG) 的基本工作原理，讨论了ECG与PPG生理信号的量测，以及提高可靠性的难点。 1. 概述 心脏运作可以揭露人体许多极具价值的信息，包括其健康状态、生活方式，甚至是情绪状态及心脏疾病的早期发病等。传统的医疗设备中，监测心跳速率和心脏活动是经由测量电生理讯号与心电图 (ECG) 来完成的，需要将电极连接到身体来量测心脏组织中所引发电气活动的信号。此外，随着心跳会有一压力波通过血管进行传递，这个波会稍微改变血管的直径，除了ECG外的另一选择──光体积变化描记图法 (Photoplethysmography, PPG) 就是利用这个变化，是一种无需测量生物电信号就能获得心脏功能信息的光学技术。PPG主要用于测量血氧饱和度 (SpO2)，但也可不进行生物电信号测量就提供心脏功能信息。借助PPG技术，心率监护仪可集成到手表或护腕等可穿戴设备上，以达成连续侦测的应用。 2. 生理讯号测量原理：ECG与PPG 心电描记术 (Electrocardiography, ECG或者EKG) 是一种经胸腔以时间为单位记录心脏的电生理活动，利用在人体皮肤表面贴上的电极，可以侦测到心脏的电位传动，而心电图所记录的并不是单一心室或心房细胞的电位变化，而是心脏整体的电位变化。心电图的结果通常以波型显示，基本包括有P波、QRS波组、T波。P波代表的是心房收缩，QRS波组则是心室收缩，T波是心室舒张。有关心跳率的测量或评估，是以R波与R波的间隔时间来代表。RR间隔越大代表心跳率越低，RR间隔越小代表心跳率越高。测量ECG信号常常要在身体多个部位连接传感器电极，在胸部和四肢之间最多可以连接10个电极。光体积变化描记图法 (Photoplethysmography，简称PPG) 是借光电手段在活体组织中检测血液容积变化的一种无创检测方法。当一定波长的光束照射到指端皮肤表面，每次心跳时，血管的收缩和扩张都会影响光的透射 (例如在透射PPG中，通过指尖的光线) 或是光的反射 (例如在反射PPG中，来自手腕表面附近的光线)。当光线透过皮肤组织然后再反射到光敏传感器时，光照会有一定的衰减。像肌肉、骨骼、静脉和其他连接组织对光的吸收是基本不变的 (前提是测量部位没有大幅度的运动)，但是动脉会不同，由于动脉里有血液的脉动，那么对光的吸收自然也会有所变化。当我们把光转换成电信号时，正是由于动脉对光的吸收有变化而其他组织对光的吸收基本不变，得到的信号就可以分为直流DC信号和交流AC信号。提取其中的AC信号，就能反应出血液流动的特点。下图是PPG信号和ECG信号的对比根据PPG与ECG个别的生理特征点，我们可以发现ECG的峰值来自于心室的收缩，而PPG的峰值则是因为血管收缩所造成的，因此我们可以得到血液自心脏送出后到达量测部位的传输时间，也就是脉搏波传递时间Pulse Transit Time (PTT)，脉搏波传递的速度与血压是直接相关的，血压高时，脉搏波传递快，反之则慢，所以通过心电信号ECG与脉搏波信号PPG获得脉搏传递时间 (PTT)，再加上常规的一些身体参数 (如身高、体重) 即可得出脉搏波传递速度，通过建立的特征方程来估计人体脉搏的收缩压与舒张压，可实现无创连续血压测量。 3. 生理讯号处理面对的问题 ECG量测的挑战 一般ECG电极需放置在心脏两侧并紧贴皮肤，可以用来记录心电信号随时间的变化。实际ECG信号的幅度只有几毫伏，频率不超过几百赫兹。ECG测量面临诸多挑战：一方面，来自ECG主电源的50Hz至60Hz电容耦合干扰要比心脏信号强许多；另一方面，身体皮肤的接触阻抗以及传感器之间阻抗的不匹配，这会导致较大的偏差并降低共模抑制能力；此外，还要解决接触噪声以及电磁源产生的干扰问题。此类应用中一些重要的放大器参数包括共模抑制、输入偏移电压和偏移电压漂移、输出摆幅以及放大器噪声，说明如下： 共模抑制 如前文所述，放置在患者皮肤上的电极可能有大约数百毫伏特的直流电压，而有用讯号的电压通常小于一毫伏特。仪表放大器配置非常适合这种情况，该放大器将消除任何与差分输入共模的讯号 (来自电极或任何共模噪声，如60Hz干扰)，同时放大有用的心电讯号。在这种情况下，考虑放大器电路的共模抑制参数是非常重要的，不仅针对直流讯号，还要考虑跨频率，尤其是线路频率为50Hz或60Hz时。具有高共模抑制比的放大器将消除更多不需要的噪声并实现更高精度的测量。 输入偏移电压和偏移电压漂移 由于有用电压相当小，放大器需要提供增益，以提高检测电路的分辨率。此应用需要高增益，因此放大器的偏移电压非常重要。放大器产生的任何偏移电压都将乘以电路增益，例如，假定心脏收缩在皮肤上的一个指定电极上产生1毫伏特电压，假定放大器电路的增益设置为1000，则放大器电路的理想输出为1伏特，但如果放大器的输入偏移电压为100微伏特时，则将在输出产生100毫伏特的误差 (占有用讯号的10%)。值得注意的是，放大器的输入偏移误差以输入为参考，因此，误差将与放大器的增益成比例。 与所有电子组件一样，放大器的特性会随时间和温度发生变化，其电压偏移也是如此。放大器电压偏移是误差的来源，随着偏移电压的漂移，此误差可能变得更大。然而，透过选择低漂移放大器 (如采用自动归零校准架构的放大器) 或者定期执行系统校准，藉此校正失调和漂移的运算放大器，可大幅度地减小此类误差源带来的影响。 放大器输出摆幅 在前面的示例中，电极上1毫伏特电压变化会在放大器电路的输出上产生1伏特的电压变化。对于5伏特单电源系统，这代表放大器电路可精确检测0 ~ 5毫伏特的电压，放大器需要输出可摆动到最低与最高的电源轨。相反地，如果放大器不支持轨对轨的输出摆动，则电压的动态范围会变小，就无法正确检测出完整的输入讯号，因而会限制检测电路的动态范围，无法做出精确的侦测。 放大器噪声 当评估此类应用的放大器时，另一个必须考虑的重要参数是放大器噪声。值得注意的是，放大器的噪声可能不会随频率保持恒定，尤其是在1/f噪声可成为主要噪声源的低频率下；在ECG应用中，有用的讯号带宽通常为直流到100Hz，因此1/f噪声仍是误差源之一。 PPG量测的挑战 测量PPG面临的主要挑战来自环境光和运动产生的干扰。阳光产生的直流误差相对而言比较容易消除，但日光灯和节能灯发出的光线都带有可引起交流误差的频率分量。运动也会干扰光学系统，当光学心率监护仪用于睡眠研究时，这可能不是问题，但如果在活动期间穿戴，则将很难消除运动伪像，光学传感器 (LED和光电检测器) 和皮肤之间的相对移动也会降低光信号的灵敏度。 此外，运动的频率分量也可能会被误判为心率，因此，必须测量该运动并进行补偿。设备与人体之间相贴越紧密，这种影响就越小，但采用机械方式消除这种影响几乎是不可能的。通常可使用多种方法来测量运动的干扰，其中一种是光学方法，即使用多个LED波长。共模信号表示运动，而差分信号用来检测心率。不过，最好是使用真正的运动传感器，该传感器不仅可准确测量应用于可穿戴设备的运动，而且还可用于提供其他功能，例如跟踪活动、计算步数或者在检测到特定g值时启动某个应用。

按住电源关机是一种强制关机，往往是在电脑无反应情况下，对电脑硬件没有什么伤害。不过可能造成数据无法保存，比如正在运行的数据，可能无法保存，毕竟强制关机跳过数据保存到硬盘。有时可能会出现开机异常。

有可能你安装了电源指示灯了，安装电源指示灯以后他就会接通了

只有 OC 门，才能实现“线与”逻辑。

第1章 静电放电1.1 电流和静电放电1.1.1 电流和静电1.1.2 静电放电1.1.3 主要的ESD专利、发明和创新1.1.4 ESD失效机制1.2 ESD设计基本概念1.2.1 ESD设计概念1.2.2 对外部事件的器件响应1.2.3 可选电路环路1.2.4 开关1.2.5 电流通路的去耦1.2.6 反馈环路的去耦1.2.7 电源轨的去耦1.2.8 局部和全局分布1.2.9 寄生元件的使用1.2.10 缓冲1.2.11 镇流1.2.12 半导体器件、电路或芯片功能的不使用部分1.2.13 浮置和非浮置网络间的阻抗匹配1.2.14 非连接结构1.2.15 虚拟结构和虚拟电路的使用1.2.16 非缩小源事件1.2.17 面积有效性1.3 时间常数1.3.1 静电和静磁时间常数1.3.2 热学时间常数1.3.3 热学物理时间常数1.3.4 半导体器件时间常数1.3.5 电路时间常数1.3.6 芯片级时间常数1.3.7 ESD时间常数1.4 电容、电阻和电感和ESD1.4.1 电容1.4.2 电阻1.4.3 电感1.5 ESD和经验法则1.6 集总—分布式分析和ESD1.6.1 电流和电压分布1.6.2 集总系统与分布式系统1.6.3 分布式系统：梯形网络分析1.6.4 电阻-电感-电容（RLC）分布式系统1.6.5 电阻-电容（RC）分布式系统1.6.6 电阻-电导（RG）分布式系统1.7 ESD度量和品质因数1.7.1 芯片层面上的ESD度量1.7.2 电路层面的ESD度量1.7.3 ESD器件度量1.7.4 ESD品质和可靠性的商业度量1.8 ESD方案十二步形成法1.9 本章小结习题参考文献第2章 设计综合2.1 半导体芯片ESD保护的结构和综合2.2 电学连接和空间连接2.2.1 电学连接2.2.2 热连接2.2.3 空间连接2.3 ESD保护、闩锁效应和噪声2.3.1 噪声2.3.2 闩锁效应2.4 接口电路和ESD元件2.5 ESD电源钳位网络2.6 ESD轨至轨器件2.6.1 ESD轨至轨网络的放置2.6.2 外围和阵列I/O2.7 保护环2.8 焊盘、浮动焊盘和无连接焊盘2.9 连接焊盘下的结构2.10 本章小结习题参考文献第3章 ESD设计：MOSFET电路设计3.1 基本ESD设计概念3.1.1 沟道长度和线宽控制3.1.2 ACLV控制3.1.3 MOSFET ESD设计实例3.2 ESD MOSFET设计：沟道宽度3.3 ESD MOSFET设计：接触孔3.3.1 栅极到接触孔的间距3.3.2 接触孔间距3.3.3 端部接触3.3.4 接触孔到单指边缘3.4 ESD MOSFET设计：金属分布3.4.1 MOSFET金属线设计和电流分布3.4.2 MOSFET阶梯形网络模型3.4.3 MOSFET连线：非并行电流分布3.4.4 MOSFET连线：并行电流分布3.5 ESD MOSFET设计：硅化物掩模板3.5.1 硅化物掩模板设计3.5.2 跨源漏的硅化物掩模设计3.5.3 覆盖栅的硅化物掩模板设计3.5.4 硅化物与分割3.6 ESD MOSFET设计：串联共源共栅结构3.6.1 串联共源共栅结构的MOSFET3.6.2 完整的共源共栅MOSFET3.7 ESD MOSFET设计：耦合和镇流技术的叉指设计3.7.1 栅极通过镇流电阻接地的MOSFET3.7.2 栅极和软衬底地之间接镇流电阻的MOSFET3.7.3 源栅耦合的多米诺镇流电阻的MOSFET结构3.7.4 MOSFET源启动栅自举镇流电阻的叉指结构3.7.5 MOSFET源启动栅自举利用二极管电阻镇流的叉指MOSFET3.8 ESD MOSFET设计：封闭的漏极设计参数3.9 ESD MOSFET互连镇流设计3.10 MOSFET设计：源和漏的分割3.11 本章小结习题参考文献第4章 ESD设计：二极管设计4.1 ESD二极管设计：ESD的基础4.1.1 ESD设计的基本概念4.1.2 ESD二极管设计：ESD二极管工作原理4.2 ESD二极管设计：阳极4.2.1 p+阳极扩散的宽度效应4.2.2 p+阳极接触4.2.3 p+阳极金属硅化区边缘设计4.2.4 p+阳极和n+阴极的隔离间距4.2.5 p+阳极的边端效应4.2.6 圆形和八边形ESD二极管设计4.3 ESD二极管设计：互连线4.3.1 并行布线设计4.3.2 反并行布线设计4.3.3 量化锥形并行和反并行布线4.3.4 连续锥形反并行和并行布线4.3.5 中心馈电垂直（侧边）布线设计4.3.6 均匀金属宽度垂直（侧边）设计4.3.7 T形延伸垂直（侧边）布线4.3.8 键合焊盘下的金属设计4.4 ESD二极管设计：多晶硅界定的二极管设计4.5 ESD二极管结构设计： n阱二极管设计4.5.1 n阱二极管连线设计4.5.2 n阱接触密度4.5.3 n阱ESD设计，保护环和毗邻结构4.6 ESD二极管的设计：n+/p衬底二极管设计4.7 ESD二极管设计：二极管串4.7.1 ESD设计：二极管串电流-电压关系4.7.2 多I/O环境下的二极管串元件4.7.3 焊盘集成4.7.4 ESD设计：二极管串设计——达林顿放大器4.7.5 ESD设计：二极管串设计——面积比4.8 ESD二极管设计：三阱二极管4.9 ESD设计：BICMOS ESD设计4.9.1 高阻注入子集电极的p+/n阱二极管ESD结构4.9.2 采用深槽（DT）隔离结构的STI界定的p+/n阱二极管4.9.3 采用槽（TI）隔离结构的STI界定的p+/n阱二极管4.10 本章小结习题参考文献第5章 绝缘体上硅（SOI）ESD设计5.1 SOI ESD基本概念5.2 SOI ESD设计：带体接触的MOSFET（T形版图）5.3 SOI ESD设计：SOI横向二极管结构5.3.1 SOI横向二极管设计5.3.2 SOI横向二极管周长设计5.3.3 SOI横向二极管沟道长度设计5.3.4 SOI横向二极管p+/n-/n+二极管结构5.3.5 SOI横向二极管p+/p-/n+二极管结构5.3.6 SOI横向二极管p+/p-/n-/n+二极管结构5.3.7 无栅SOI横向p+/p-/n-/n+二极管结构5.3.8 SOI横向二极管结构和SOI MOSFET晕5.4 SOI ESD设计：掩埋电阻（BR）元件5.5 SOI ESD设计：SOI动态阈值电压MOSFET（DTMOS）5.6 SOI ESD设计：双-栅（DG）MOSFET5.7 SOI ESD设计：FINFET（非平面双栅）结构5.8 SOI ESD设计：衬底结构5.9 SOI ESD设计：SOI-to-BULK接触结构5.10 本章小结习题参考文献第6章 片外驱动（OCD）和ESD6.1 片外驱动（OCD）6.1.1 OCD I/O标准和ESD6.1.2 OCD：ESD设计基础6.1.3 OCD：CMOS非对称上拉/下拉6.1.4 OCD：CMOS对称上拉/下拉6.1.5 OCD：Gunning接收电路逻辑（GTL）6.1.6 OCD：高速收发器逻辑（HSTL）6.1.7 OCD：短截线串联端接逻辑（SSTL）6.2 片外驱动：混合电压接口6.3 片外驱动自偏置阱OCD网络6.3.1 OCD：自偏置阱OCD网络6.3.2 自偏置阱OCD网络的ESD保护网络6.4 片外驱动：可编程阻抗（PIMP）OCD网络6.4.1 OCD：可编程阻抗（PIMP）OCD网络6.4.2 针对PIMP OCD的ESD输入保护网络6.5 片外驱动：通用OCD6.6 片外驱动：门阵列OCD设计6.6.1 门阵列OCD ESD设计实现6.6.2 门阵列OCD设计：未使用元件的利用6.6.3 门阵列OCD设计：未使用元件的阻抗匹配6.6.4 OCD ESD设计：多指MOSFET上的电源轨6.7 片外驱动：栅调制网络6.7.1 OCD栅调制MOSFET ESD网络6.7.2 OCD简化栅调制网络6.8 片外驱动ESD设计：耦合与镇流技术的综合6.8.1 带有二极管的MOSFET 源极启动的栅自举电阻镇流多指MOSFET6.8.2 MOSFET源极启动栅自举电阻镇流多指MOSFET6.8.3 栅耦合多米诺效应电阻镇流 MOSFET6.9 片外驱动ESD的设计：衬底调制的电阻镇流MOSFET6.10 本章小结习题参考文献第7章 接收电路和ESD7.1 接收电路和ESD7.1.1 接收电路及其接收电路延时7.1.2 接收电路性能和ESD负载效应7.2 接收电路和ESD7.2.1 接收电路和HBM7.2.2 接收电路和CDM7.3 接收电路及其发展7.3.1 带有半通传输门的接收电路7.3.2 带有全通传输门的接收电路7.3.3 接收电路、半通传输门和保持网络7.3.4 接收电路、半通传输门和改进的保持器网络7.4 伪零VT半通传输门的接收电路7.5 零传输门接收电路7.6 泄放晶体管接收电路7.7 具有测试功能的接收电路7.8 施密特触发器反馈网络的接收电路7.9 双极性晶体管接收电路7.9.1 双极性单端接收电路7.9.2 双极性差分接收电路7.10 本章小结习题参考文献第8章 SOI ESD电路和设计整合8.1 SOI ESD设计整合8.1.1 SOI ESD设计相对于体CMOS ESD设计的优点8.1.2 SOI相对于体CMOS 在ESD设计版图上的缺点8.1.3 SOI设计版图：T形版图风格8.1.4 SOI设计版图：混合电压接口（MVI）T形版图风格8.2 SOI ESD设计：二极管设计8.3 SOI ESD二极管设计：混合电压接口（MVI）环境8.4 具有铝互连的SOI CPU中的SOI ESD网络8.5 铜（Cu）互连的SOI ESD设计8.6 栅电路中的SOI ESD设计8.7 SOI及动态阈值ESD网络8.8 SOI技术及各种ESD问题8.9 本章小结习题参考文献第9章 ESD电源钳位9.1 ESD电源钳位设计准则9.2 ESD电源钳位：基于二极管9.2.1 ESD电源钳位：串联二极管作为核心钳位9.2.2 ESD电源钳位：串联二极管为核心钳位——金属包层设计理念9.2.3 ESD电源钳位：串联二极管作为核心钳位——升压设计理念9.2.4 ESD电源钳位：串联二极管串作为核心钳位——悬臂设计理念9.2.5 ESD电源钳位：三阱串联二极管作为核心钳位9.2.6 ESD电源钳位：SOI串联二极管ESD电源钳位9.3 ESD电源钳位：基于MOSFET9.3.1 CMOS RC触发MOSFET ESD电源钳位9.3.2 混合电压接口RC触发ESD电源钳位9.3.3 电压触发的MOSFET ESD电源钳位9.3.4 改善的RC触发的MOSFET ESD电源钳位9.3.5 RC网络触发的MOSFET ESD电源钳位布局9.4 ESD电源钳位：基于双极性晶体管9.4.1 双极性ESD电源钳位：电压触发ESD电源钳位9.4.2 双极性ESD电源钳位：齐纳击穿电压触发9.4.3 双极性ESD电源钳位：BVCEO电压触发ESD电源钳位9.4.4 双极性ESD电源钳位：混合电压接口正偏电压和BVCEO击穿综合的双极性ESD电源钳位9.4.5 双极性ESD电源钳位：超低压正偏电压触发器9.4.6 双极性ESD电源钳位：容性触发9.5 ESD电源钳位：基于整流器的硅控整流器9.6 本章小结习题参考文献

在任何数字音频编码的转换过程中，进入到音频转换器器件的外部噪声耦合都会对音频带产生巨大的影响。诸如 DAC 电源的 AC 纹波和开关噪声等是被转换音频声音品质下降的主要根本原因之一。因此，高性能数模音频系统的设计要求将音频 DAC 与电源轨噪声隔离。本文中，一款结合了开关式电源高效率和线性电源超低噪声特性的集成解决方案就可以很好地解决该问题，从而提供更高的音频品质。 引言大多数现代音频均以数字格式存储，例如：脉冲编码调制 (PCM) 和 MP3。它可以提供无损数据存储、高品质的完美拷贝、无限期存储、高灵活性以及与其他数字系统的兼容性。需要使用一款音频 DAC 将这些数字格式转换为模拟信号，从而驱动扬声器产生音频声音（模拟波）。音频放大器对转换后的音频声音进行放大，而扬声器则将其传输给听众。 人们通常认为将传输给听众的模拟音频声音是音频系统的最终输出结果。它的品质取决于整个音频系统，包括原始数字编码本身、音频 DAC 器件、音频功率放大器和扬声器或者耳机的质量。 如果我们将注意力放在音频 DAC 上，则性能的高低取决于 DAC 本身的质量，并受其他外部因素的影响。高性能音频 DAC 对外部噪声很敏感。这些外部噪声会在转换期间进入音频带。这种噪声可以来自 AC 电源纹波、射频干扰、开关噪声，甚至是音频系统其他电路组件的散热噪声。本文将探究如何通过提高 DAC 电源电压的噪声性能来最终改善音频转换器的噪声性能。 音频性能规范为了对某个声音系统的噪声性能高低进行量化，我们需要测定出某些规范参数。总谐波失真 (THD) 测定音频信号回放期间音频转换器所产生的不良信号数量。如音频转换器等系统均为非理想和非线性器件，其具有单个或者多个输入和输出。它们始终都有原始输入信号失真。这种失真常常加在原始输入信号谐波上。因此，总谐波失真代表了原始信号的失真数量是衡量所有音频 DAC 性能的一个理想技术参数。 但是，单是总谐波失真本身而言，并没有包含 DAC 产生输出信号的其他非失真相关噪声。因此，将总谐波失真与噪声结合，便可构建起另一个测量标准，即 THD+N 规范。THD+N 准确地量化了 DAC 产生的与输入信号无关的所有噪声。这种噪声来自于电源 AC 纹波、射频干扰、开关噪声、振动以及音频系统的电路组件散热噪声。 人们通常用 THD+N 规范来规定音频 DAC 器件的性能，但是其未对频带范围内的 DAC 性能作深入探讨。需要使用一个 FFT 分析仪图来分析其频带内所有模拟音频信号的质量。该此类型的分析仪利用改变模拟音频输出信号的时间，并通过快速傅里叶变换 (FFT) 技术将其转换成频谱。这一测量过程显示了一款音频转换器在其整个 1– 20 KHz 范围内的音频转换器性能，并清晰地显示了噪声和谐波失真性能。 电源对音频性能的影响大多数音频应用都由一个 12V 总线的 AC 电源适配器来供电。我们必须将这种 12V 总线转换成 5V 或者3.3V，这样才能满足音频 DAC 转换器的要求。我们可以利用一个开关式或者线性稳压器来完成这种转换。开关式稳压器较为理想，因为它们拥有较高的效率。它们的效率通常可以达到 80%-95%，可最小化系统功耗和发热量。但是，这些稳压器存在开关噪声，并在其 DC 输出电压以上有 AC 纹波电压。这两个影响降低了音频 DAC 的性能。图1 显示了一个开关式转换器的典型输出电压。 图1 转换器的典型输出电压纹波 电源AC 纹波和噪声越高，它对声音品质产生的不利影响也就越大。输入噪声和纹波可以进入 IC 本身，并通过在转换过程期间进入音频带来影响性能，干扰内部偏压、时钟、振荡器等。它们还可以通过电路板布局耦合至输出。另外，整体音频系统（包括功率音频放大器和扬声器）的性能均受到影响。因此，电源噪声会极大地降低输出音频声音的品质。 图2 中的例子显示了一个音频 DAC（例如：PCM5102）的最终性能，其直接由一个 3.3V 开关式稳压器供电。通过将一个标准的 1-kHz 测试音施加于 DAC 的数字输入，以进行测试。使用音频精度 (AP) 分析仪测试设备来进行测量。本例中，模拟音频输出信号的 FFT 图表明左右信道之间存在差异，原因是两条信道的噪声底限不同。THD+N 结果显示，带有噪声的电源极大降低了输出音频信号的品质。 图2 使用转换器供电的正弦波音频信号的FFT 频谱分析图和THD+N 测量 将开关噪声和纹波与 DAC 的电源轨隔离，可以实现更高的音频性能。给转换器输出添加额外滤波，可以帮助减少一定的噪声。但是，一些精密型滤波器过于豪华、复杂且占用空间更多。另外，大多数滤波器都存在功耗和负载调节问题，并且瞬态响应能力较差。利用一个线性稳压器 (LDO) 将 12V 输入总线转换为 3.3V，可以极大地减少纹波和噪声，从而达到更高的音频性能。使用 LDO 的缺点是设计的效率较低且功耗更高。 图3 显示了通过一个 LDO 供电的音频 DAC 的FFT 图。同前面的测试一样，我们给该 DAC 的光输入施加一个 1-KHz 正弦音频信号。测试条件与前面一样，并使用相同的音频精度测试设备作为测量工具，可得到如下 FFT 结果和 THD+N 测量情况。 图3 通过一个LDO 供电的正弦波音频信号音频DAC 的FFT 图频谱分析和THD+N 测量结果 使用LDO 低噪电源轨可以将声音品质提高约 8 dB。图3 表明THD+N 将超过 93 dB。另外，观察 FFT 频谱分析仪图后，我们发现，噪声底限得到极大降低。谐波很容易辨认，其取决于器件的性能。在其大部分频率带宽中，相比 –110 dBV，该噪声底限维持在 –120 dBV 以下（请参见图2）。该结果证明，在音频转换器上使用一个低噪声电源轨可以提高性能。 相比转换器，LDO 电源解决方案拥有更加低噪的输出电压，但是线性稳压器的效率较低，并且会在系统中引起散热问题。因此，理想的解决方案是将转换器的高效率同线性稳压器的低噪声输出性能相结合，从而实现一种高效、低噪的电源解决方案。然而，在一些这两种因素都很重要的应用中，往往存在价格和空间限制。 在集成开关式转换器和 LDO 稳压器中，我们会发现一个集成转换器 +LDO 解决方案，例如：TPS54120。1A 开关式转换器与 LDO 组合使用，可向音频转换器高效地提供低噪电源。另外，这种集成解决方案还是一种低成本的解决方案，而占用的电路板空间也更少。它拥有优异的负载和线压瞬态响应性能，可在使用小型封装时承受很宽的输入电压范围，这让它成为家庭音频应用的理想选择。 使用集成开关式转换器和 LDO 稳压器代替第一个测量举例的转换器，可以得到更加低噪的输出电压（请参见图4）。我们没有观测到输出电压噪声或者纹波。运用一个 12V 输入电压，并将输出调节为 3.3V。在 400 mA 负载电流时对受测输出电压进行测量。该电压可以完美地驱动整个音频系统，无需担心转换器的噪声和 AC 纹波。 图4集成转换器和LDO 稳压器的输出电压纹波 图5 中，集成转换开关和 LDO 稳压器用于为音频 DAC 供电。稳压器 输入端使用 12 伏输入电压。我们得到与图3 相同的结果。 图5 集成转换器和LDO 稳压器供电音频DAC 的示意图 表1 对不同解决方案的成本、电路板空间、效率和性能进行了比较。我们发现，转换器 +LDO 的集成解决方案拥有高性能和高效率优势。 表1 不同解决方案比较：IC成本面积效率性能转换开关中中高低LDO低低低高转换开关+滤波器高高高中转换开关 + LDO高高高高集成SW +LDO中中高高 结论开关式电源所产生的 AC 纹波和开关噪声会产生负面影响，其降低了音频 DAC 输出的质量。我们可以利用一些滤波技术，将音频转换器隔离于这些噪声源。除噪声以外，滤波器的效率、成本以及在音频系统中所占用的电路板空间，都是重要的因素。把开关式转换器的高效率与 LDO 的超低噪声性能相结合，是一种理想的解决方案。另外，由于成本和电路板空间占用得到进一步降低， 开关式转换器 +LDO 集成解决方案比独立解决方案更有优势。 参考文献《将TPS54120 作为一款 3-A 转换开关和 1-A 转换开关及 LDO 的设计原则》，应用手册、SLVA502、作者：Nick Tseng 和 Tahar Allag，TI，2012 年 1 月。作者简介 Tahar Allag 现任 TI 电源管理产品部模拟电源应用工程师，主要负责与电源相关的外部客户技术支持。 立即加入德州仪器技术社区

LT6230CS6-10#TRPBF特点：低噪声电压：1.1nV/ √Hz低电源电流：3.5mA/Amp（最大值）低失调电压：350μV（最大值）增益带宽积：LT6230：215MHz；V≥1 _ _LT6230-10：1450MHz；V≥10 _ _宽电源范围：3V 至 12.6V轨到轨输出摆幅共模抑制比：115dB Typ输出电流：30mA工作温度范围：–40°C 至 85°CLT6230 停机至 10μA（最大值）LT6230/LT6230-10 采用薄型 (1mm) ThinSOT u2122封装采用8引脚SO和微型DFN封装的双通道LT6231采用16引脚SSOP封装的LT6232LT6230CS6-10#TRPBF说明：LT6230CS6-10#TRPBF是单通道/双通道/四通道低噪声、轨到轨输出单位增益稳定运算放大器，具有1.1nV/√Hz噪声电压，每个放大器仅消耗 3.5mA 电源电流。这些放大器将极低噪声和电源电流与 215MHz 增益带宽积、70V/μs 转换率相结合，并针对低电源电压信号调节系统进行了优化。LT6230CS6-10#TRPBF是一款针对更高增益应用而优化的单放大器，可实现更高的增益带宽和转换速率。LT6230CS6-10#TRPBF包含一个使能引脚，可用于将电源电流降至 10μA 以下。该放大器系列的输出在任一电源轨的50mV范围内摆动，以最大限度地提高低电源应用中的信号动态范围，并在 3.3V、5V 和 ±5V 电源上进行了规定。LT6230CS6-10#TRPBF采用6引脚SOTu201123封装，而LT6231双通道器件采用具有标准引脚排列的8引脚SO封装。对于紧凑布局，双通道还提供微型双通道细间距无引线封装 (DFN)。LT6232采用16引脚SSOP封装。LT6230CS6-10#TRPBF应用：超声波放大器低噪声、低功率信号处理有源滤波器驱动 A/D 转换器轨到轨缓冲放大器

能够实现正负电源供电。244芯片反相器具有实现正负电源供电，它的电压范围宽，输出摆幅接近电源轨到轨，静态功耗低，而且输出电压是输入电压的反相版本，并且具有较高的增益，在各种电子系统中得到了广泛的应用。

是不可以的，最多达到电源轨电压，不能超过其范围，达到正负双轨的OP AMP又称为RAIL-TO-RAIL运算放大器。如果一定要输入很大的电压，只能在输入进行衰减，然后再进行数据处理。

运放

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不知道的呢呀

在高精度光电转换应用中，我们经常使用光电二极管和互阻抗放大器将光信号转换为电信号，并将其放大。如图 1 所示，通过 R1 的光电流可在放大器输出端产生电压，实现电流电压转换。这是最简单、最常用的光电转换电路。本文将介绍如何在已有光电二极管的情况下选择放大器，如何在已有放大器的情况下选择光电二极管，以及如何优化反馈电阻器 R1 及补偿电容器 C1。图 1：最简单的常用光电转换电路图 2 是开环增益 (Aol)、互阻抗（电流至电压 I-V）增益以及整个频率下的噪声增益。根据图 2，在互阻抗电路设计过程中，我们必须考虑零点、极点以及放大器 GBW (fc)，以满足系统要求。 图 2：互阻抗放大器的频率响应硅光电二极管、PIN 二极管和 APD 二极管是三种典型的光电二极管。硅光电二极管专为高精度光度测定领域设计，因为它们具有高灵敏度与低暗电流。PIN 二极管能够以低偏置电压提供大带宽，一般用于高速光度测定与光通信。APD 二极管具有高内部增益机制、快速时间响应以及紫外至近红外区的高灵敏度，主要用于高速远距离光通信系统。硅光电二极管的主要规范有光谱响应、光灵敏度、暗电流、终端电容、分流电阻、响应时间以及噪声等效功率。运算放大器规范也很重要。在本应用中，我们更关注放大器的偏置电流、失调、GBW、噪声、输入电容以及输出轨。选择运算放大器时，首先应选择 JFET 或 CMOS 放大器。JFET 与 CMOS 输入放大器具有极低的偏置电流，非常适合光电转换。在光电二极管规范确定后，如何选择放大器、 和 ：在本部分中，我们将探讨在指定了系统带宽 (BW0) 和光电二极管特征（光电二极管结点电容 Cd 和光电二极管分流电阻 Rsh）的情况下如何选择组件。目标是选择放大器、反馈电阻器和补偿电容器。现在我们已知的参数有 BW0、Cd 和 Rsh。在光电转换过程中，输出噪声可影响电路灵敏度。光电二极管在应用中的最大输出电流由输入光学功率以及光电二极管规范决定。因此，我们可通过在开始进行计算或测量来确定光电二极管的最大输出电流 Iomax。放大器具有输出轨限制，从来不会超过电源范围。某些放大器输出轨非常接近电源轨，而某些输出轨却有极大限制。我们可以参考运算放大器产品说明书，了解具体电轨限制。为让放大器工作在线性区域，我们必须限制反馈电阻器的值。在设计电路时，可能会有放大器偏置电流、输入失调以及二极管暗电流造成的大量输出失调。输出失调不仅会限制放大器的 AC 动态范围，而且还会限制反馈电阻器的值：：反馈（互阻抗）电阻器 ：放大器最大输出电压 ：电路输出失调 ：特定应用中的最大光电二极管电流由于放大器尚未选定，我们使用 Vcc 作为 AC 动态范围：如果 R1 太小，放大器 AC 输出动态范围就很浪费。另一方面，大型 R1 会增大电路输出噪声，如图 3 所示。图 3：反馈电阻器对噪声增益的影响从图 2 我们知道，I-V 增益带宽由极点频率 fpf 决定，而 fpf 又由反馈电阻器 R1 和补偿电容器 C1 决定，因此 。噪声增益曲线上的零点 (fzf) 和极点 (fpf) 构成了噪声曲线。极点和零点是决定总噪声的两个主要因素。零点 fzf 由 R1 和 Ci（Ci=Cd+Ci-OPA，即二极管结点电容 Cd 和放大器输入电容 Ci-OPA 之和）决定。极点 fpf 由 R1 和 C1 决定。 ， 我们需要将电路带宽设定为不低于所需的 BW0，以防止信号幅度失真和相移，因此：较大电路带宽需要较小补偿电容，但较小补偿电容将增大噪声增益，导致输出更大噪声，降低分辨率，如图 4 所示。图 4：补偿电容对噪声增益的影响电路 I-V 带宽受组件精度影响。为满足电路设计要求，带宽设置为要求的 1.5 倍：对于高频率信号 ( ) 而言，补偿电容器的阻抗远远低于反馈电阻器，反馈网络阻抗由补偿电容器决定，因此在高频率 ( ) 下，噪声增益由 C1 和 Ci 决定：为确保放大器稳定，1/β 与 Aol 相交的点必须小于或等于 20dB／十倍频程。因此在稳定的情况下，Aol 和 1/β 曲线将在 的增益位置相交。根据高精度放大器的增益带宽积，我们可计算出交叉点频率为：如果 ，电路就很稳定，因此我们要求：从图 2 我们知道，增大 GBW 会导致噪声带宽增大，最终造成总输出噪声增大。在 时，闭环电路具有 45 度的相位裕度，因此电路保持稳定。在噪声增益曲线 (1/β) 和放大器开环增益曲线将随组件变动而移动时，为保持电路稳定，我们选择 GBW 临界值为 1.5 倍的放大器：设计步骤可总结如下：确定信号增益（反馈电阻器 R1）： 计算补偿电容器 C1： 计算放大器 GBW： 选择一款能满足步骤 (3) 中 GBW 要求的低偏置电流放大器。使用所选放大器的参数验证 R1 和 GBW： ， 在该步骤中， 是优化值。(6) 如果步骤 (5) 通过验证，设计就完成了。如果不能通过验证，请选择较小值的 R1 或较大 GBW 的放大器，反回步骤 (1)。在放大器确定后，如何选择光电二极管、R1 和 C1：如果我们已经选定运算放大器，我们就知道运算放大器的 GBW、Vomax 和 Ci-OPA。根据运算放大器规范，我们将知道如何选择光电二极管、反馈电阻器和电容器。由于放大器已选定，因此 Aol 已经知道。图 5 是光电二极管的终端电容如何影响噪声增益。图 5：光电二极管终端电容器对电路噪声增益曲线的影响从图 5 可以明显看出，对于较小光电二极管电容而言，总体噪声更理想。因此我们需要选择电容较小的光电二极管。结点电容与扩散面积成正比，与耗尽区宽度成反比。扩散面积与灵敏度成正比。如果通过缩小耗尽区来降低结点电容，也会导致光电二极管灵敏度下降。在这种情况下，我们需要增大互阻抗来放大信号。使用极大值的反馈电阻器对电路性能不利，原因有几个。首先我们可以看到，使用较大反馈电阻器增大了噪声带宽，而且电阻器本身也在电路中产生了额外的热噪声（见图 3）。其次，如果我们使用极大的电阻器来确保带宽，我们就必须使用较小的补偿电容。图 4 是使用较小补偿电容会增大噪声增益的情况。最后，大型电阻器及二极管的暗电流还会在输出端造成较大的失调，其将限制电路的动态范围。此外，该电容还取决于反向偏置电压。在光电二极管上应用反向电压以减少结点电容，从而降低噪声，是一种值得考虑的方法。但仍然需要注意来自反向偏置电压源的噪声。我们可使用 LPF 滤除偏置噪声。该 LPF 必须使用小阻值电阻器，以防止调制光电二极管上的电压。我们现在有了放大器和光电二极管，接下来的步骤基本与上述六个步骤一样，但没有步骤 (3) 和步骤 (4)，因为我们已经知道 GBW：(1)确定信号增益（反馈电阻器 R1）： (2)计算补偿电容器 C1： (3)验证： (4)如果步骤 (3) 验证通过，设计即完成。如果验证失败，请选择更小值的 R1 或更大 GBW 的放大器，然后返回步骤 (1)。真实案例示例：我们将使用一个真实案例来说明怎样在光电二极管应用中选择正确组件。有一款便携式生化分析仪使用 920nm 红外光透射被测试样本。该样本的生化特性对 920nm 红外光能量有不同的吸收能力。我们已经知道，穿透 920nm 红外光的最大功率为 -20dBm，需要为滨松硅光电二极管 S2551 提供 80% 的耦合率。我们需要确保电路对 25KHz 信号的衰减小于 3dB。现在，我们来为该应用设计一款 3.3V 电源供电的光电二极管。首先需要阅读产品说明书，了解滨松 S2551 的技术规范，如图 6 所示。我们可以看到 920nm 的灵敏度为 0.6A/W，最大暗电流为 1nA，在反向电压为 0V 时结点电容为 350pF。由于最大光功率为 -20dBm，相当于 0.01mW，因此我们可以计算出该光电二极管在应用中的最大输出电流为：图 6：摘自产品说明书的 S2551 规范下面是分六个步骤的设计方法：第 1 步：信号增益： 我们选择 R1=670KΩ；第 2 步：补偿电容： 我们选择 C1=6.8pF；第 3 步：放大器带宽： 第 4 步：选择放大器到目前为止，我们知道应用需要一种低偏置、低功耗、低失调并支持 2.95MHz 带宽的放大器。我们来看看德州仪器 (TI) 提供的放大器 OPA314，其主要规范如图 7 所示，它看似是非常理想的选择。图 7：OPA314 的主要规范这是一款支持 0.2pA 偏置电流的轨至轨输入输出放大器。3MHz 单位稳定 GBW 放大器只有 150uA 的静态电流。内部 RF/EMI 滤波器可在恶劣电磁环境中提高电路性能。其低噪声与低失调可满足该应用需求。因此 OPA314 是满足该需求的理想选择。尽管如此，我们仍然需要使用所选放大器的真实规范再次验证：第 5 步：验证输出摆幅和 GBW。OPA314 的最大失调电压是 2.5mV。光电二极管的 1nA 暗电流通过 R1=680KΩ 会产生 0.68mV 的失调。因此：OPA314 在 2KΩ 负载下的输出摆幅大于 3.26V，其输入电容等于 1pF+5pF=6pF。我们可验证：非常理想，这正是我们所需要的。因而根据计算，OPA314 是本应用的最佳芯片。我们还可以在 TINA（TI 免费仿真工具）中设置下列仿真电路。OPA314 的 TINA 模型在 TI Web 站点 www.ti.com 上有提供。我们正在使用一款可为我们设计的电路提供 4.8uA 峰值电流以及 25KHz 频率的电源。仿真电路与结果见图 8、图 9。图 8：仿真电路图 9：设计电路仿真输出总结本文主要介绍了如何为光电转换应用选择放大器、反馈电阻器及补偿电容器，并介绍了用于帮助我们为任何光电二极管或放大器选择组件的六步选择法。随后还提供了一个真实电路设计与仿真案例，用于演示该六步选择法。它为在互阻抗电路设计中选择和优化噪声相关型组件提供了一个简单的方法。但由于优化值并未考虑印刷电路板寄生因素，在许多实际案例中可能需要进行调整。在互阻抗电路输出之后使用一个 LPF 还可降低噪声。

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转速的单位吧。rpm是转速的意思.转速(Rotational Speed)

首先7912不是三极管，而是负电源轨的线性调压器。其次最好给它带额定负载，然后测量其输出情况与发热情况，与手册比对是否相符。

这个说不准的 国赛很难押中题目 不过一些常用的可以备着

有，明伟的就有，很多牌子也有DN35导轨安装的，订货的时候说明，那个安装架是后安装上去的，可以拆卸。

1、动作电源轨道电路可分为直流轨道电路和交流轨道电路。轨道电路电源采用直流，称为直流轨道电路(已经淘汰)。采用交流供电的轨道电路，称为交流轨道电路。交流轨道电路的种类很多，频带用得很宽，大体可分为三段：低频300Hz以下；音频300～3000Hz；高频10～40kHz。2、工作方式轨道电路可分为开路式轨道电路和闭路式轨道电路。闭路式轨道平时处于闭路状态，当有列车占用或断轨，断线等故障时，接收设备都能及时反映出来，这样便符合信号设备在故障时能处于最大安全位置的基本原则。3、电流特性按照所传输的电流特性不同，轨道电路可分为工频连续式轨道电路和音频轨道电路，其中，音频轨道电路又可分为模拟式轨道电路和数字编码式轨道电路。工频连续式轨道电路中传输连续交流电流，只能用于监督轨道的占用与否，不能传输对列车的控制信息。目前在城市轨道交通中应用较广泛的是50 Hz相敏轨道电路。4、分割方式轨道电路可分为有绝缘轨道电路和无绝缘轨道电路。有绝缘轨道电路用钢轨绝缘将轨道电路与相邻的轨道电路互相隔离，是有绝缘的。编码中包含了速度车辆段内轨道电路钢轨绝缘在车辆运行的冲击力、剪切力作用下很容易破损，使轨道电路的故障率较高。绝缘节的安装，给无缝线路带来一定的麻烦，有时需锯轨，降低线路的轨道强度，增加线路维护的复杂性。5、是否包含道岔车辆段内轨道电路分为无岔区段轨道电路和道岔区段轨道电路。无岔区段轨道电路内钢轨没有分支，结构简单，用于停车线、检车线、尽头线调车信号机接近区段，以及两个差置调车信号机之间的线路。参考资料来源：百度百科-轨道电路

射灯电源导轨属于商标分类第9类0909群组；经路标网统计，注册射灯电源导轨的商标达494件。注册时怎样选择其他小项类：1.选择注册（微型处理器，群组号：0901）类别的商标有1件，注册占比率达0.2%2.选择注册（中央处理设备(信息处理器)，群组号：0901）类别的商标有1件，注册占比率达0.2%3.选择注册（铃(报警装置)，群组号：0920）类别的商标有1件，注册占比率达0.2%4.选择注册（信件磅秤，群组号：0904）类别的商标有1件，注册占比率达0.2%5.选择注册（防眩目眼镜，群组号：0919）类别的商标有1件，注册占比率达0.2%6.选择注册（电线接线器(电)，群组号：0913）类别的商标有1件，注册占比率达0.2%7.选择注册（立体视觉设备，群组号：0911）类别的商标有1件，注册占比率达0.2%8.选择注册（电开关，群组号：0913）类别的商标有1件，注册占比率达0.2%9.选择注册（电导体，群组号：0913）类别的商标有1件，注册占比率达0.2%10.选择注册（秤，群组号：0904）类别的商标有1件，注册占比率达0.2%

1L C杠零临洮是什么魔法这个，我也没有看我的照片流。

轨到轨：rail to rail很多运放的输入不允许达到电源或地，输出达不到电源或地。比如常见的LM358，最大输出电压为VCC-1.2V，5V供电时，最大输出3.8V，它就不是轨对轨运放rail to rail意思是运放输入输出能接近都能接近电源轨，适合低电压场合的应用

轨道电路有多种分类方法，按结构可分为闭路式轨道电路、开路式轨道电路；按信号电流的种类分为直流轨道电路、交流轨道电路和脉冲轨道电路；按分支轨道电路接受电端的多少，分为一送一受轨道电路和一送多受轨道电路。此外，还有无绝缘轨道电路等。闭路式轨道电路：由轨道电路一端的发送设备、限流装置及连接导线和另一端的接收设备组成。 在轨道电路区段空闲时，从轨道电源发送一定强度的信号电流，经钢轨线路送至轨道电路的接收端。接收设备的继电器在一定强度的电路作用下励磁，使接收设备的前接点闭合，后接点断开，即发出轨道电路区段空闲的信息。在轨道电路被机车车辆占用时，从轨道电路电源发出来的信号电流因机车车辆车轴的分流，而只有很少一部分信号电流送至轨道电路的接收设备；接收设备的继电器因电流不足而不能励磁，使接收设备的前接点断开，后接点闭合，即发出轨道被占用的信息。闭路式轨道电路的特点是电路任何部分出现故障时，接收设备的继电器都不能励磁，而发出轨道电路区段被占用的信息，这是符合铁路信号故障-安全原则的。中国和世界大多数国家铁路都采用闭路式轨道电路。开路式轨道电路：这种电路的接收设备的电磁继电器等串接在发送端的电源电路内。 在线路没有机车车辆占用时，接收继电器处于失磁状态；在有机车车辆占用时，接收继电器处于励磁状态，并发出这段轨道电路区段被占用的信息。开路式轨道电路的特点是动作反应快，但不能自动检查出轨道电路各个组成部分的故障。这种轨道电路只在部分国家铁路上，用于驼峰编组场和道口。直流轨道电路：采用一次电池或蓄电池作为电源的轨道电路。这种轨道电路的特点是电源可靠，电路和元件结构简单，但电源维护工作量大，抗迷流干扰的能力差，受轨道电路电容性蓄电效应的影响时分流感受不好。因此，应用较少；交流轨道电路：采用交流电作为电源的轨道电路。这种轨道电路的特点是电源波动的调整性能好，能在各种不同和复杂的条件下工作，应用广泛。交流轨道电路按轨道电流的频率可分为工频轨道电路和非工频轨道电路。工频轨道电路：采用工业电流频率作为轨道电路的电流频率。这种电路可由工业电网供电，广泛应用在蒸汽、内燃和直流电力牵引区段。中国铁路车站轨道电路主要采用工频轨道电路，如整流式轨道电路和50赫二元型相敏轨道电路均属这种类型。电子高压脉冲轨道电路非工频轨道电路：采用同工业电流频率不同的交流电源供电的轨道电路。这种电路，抗干扰能力强，但需要专用的电源设备。因此，一般在交流电力牵引区段的车站采用，如75赫交流轨道电路，25赫相敏轨道电路，移频轨道电路和亚音频轨道电路均属这种类型。脉冲轨道电路：向钢轨中发送按规定频率和编码的断续电流，接收端只有在收到这种规定的脉冲电流时，轨道继电器才动作的电路。这种轨道电路具有长度大、分路灵敏度高和能防止迷流干扰等优点。编码的脉冲轨道电路又称电码轨道电路。一送一受轨道电路：在车站内有分支的钢轨线路上，只设有一个接收设备。其基本结构同交流轨道电路基本相同。一送多受轨道电路：在车站内，钢轨有分支的线路上，钢轨线路的每个分支端都设有接收设备（图3）。这种电路同一送一受轨道电路比较，在线路的分支端有较高的分路灵敏度。由于使用的设备较多，一般只在衔接到发线的道岔区段轨道电路采用。

本标准适用于用二极或多极导体将灯具连接到电源的导轨系统，包括带接地装置（I类）、每根导体额定电流不超过16 A、而且极间额定电压不超过440 V的导轨系统，或者不提供接地（m类）、每根导体的额定电流不超过25 A,额定安全特低电压不超过25 V的导轨系统。导轨系统可以提供灯具的机械支承。本标准适用于设计成普通室内使用的导轨系统，导轨安装在、或嵌装在、或悬吊在墙_L和天花板上。这些导轨系统不打算在经常会出现特殊条件的地方使用，如船舶、汽车等等，也不打算在恶劣场所使用，例如可能会发生爆炸的危险场所。本标准应与引用标准GB7 000.1 一起使用。 下 列 文 件中的条款通过本标准的引用而成为本标准的条款。凡是注日期的引用文件，该日期之后的所有的修改单（不包括勘误的内容）或修订版均不适用于本标准，然而，鼓励根据本标准达成协议的各方研究是否7使用这些文件的最新版本。凡是不注日期的引用文件，其最新版本适用于本标准。GB 7 00 0.1 灯具一般安全要求与试验((B 7000.1 -2002,IE C 60598-1:1999,L uminaires- Part1：Generalr equirementsa ndt ests,ID T)IE C6 03 64-7-715:1999 建筑物电气设备第7-715部分：特殊装置或场所的要求特低电压照明设施。 在 本 标 准中，GB 7000.1 中的定义与下述定义一起使用。注：本 标 准下文中使用的术语灯具（见GB7 000.1)也包含灯具导轨系统中的零件。2. 1灯具 导 轨 系统luminaire track system系 统 包 括含有导体的导轨以及2.2 -2.8(见图I)定义的部分或全部零件，导轨的长度和位置确定后，灯具在导轨的不同位置上与电源连接。2.2导 轨 track通 常 是 导体在罩壳内的直线状组合件，提供灯具的机械支承和电气连接。注 ：灯 具 可以用简单的方式（即不用工具）在导轨上定位或再定位2.3藕合器 coupler用 于导 轨间电气或机械连接的零件。2.4导轨 电 源 连接器tracks upplyc onnector用 于 将 主电源电气连接到导轨的零件。注 ：一 个藕合器和一个导轨电源连接器的功能可以组合在一起。2.5灯具 电源 连接器luminaires upplyc onnectorIEC 60570：1995用 于 将 灯具电气连接到导轨的零件。该零件不提供灯具与导轨间的机械连接。2.6接合 器 adaptor用 于 使 灯具电气和机械连接到导轨的零件。注 ：接 合 器里可含有开关或熔断丝。2.7导轨 悬 挂 装里tracks uspensiond evice用 于将 导 轨系统机械连接到支承表面的零件。2.8灯具 悬 挂 装置luminaires uspensiond evice用 于 将 灯具机械连接到导轨的零件。2.9额 定 电 流ratedc urrent由制 造 商确定的导轨或部件的电流。2.10端 盖 endc over固定 在 导 轨末端，为末端处导体提供电气和机械保护的零件。2. 11功 能 绝 缘functionali nsulation仅 保 证 正确工作所必须的绝缘。注 ： 由于 m类安全特低电压供电系统所固有的安全性，它不需要具有提供防触电保护的绝缘。2. 12班类 导 轨 class皿track通常 是 导 体在罩壳内的直线状组合件，在安全特低电压（(SELV）的电源下工作，而且仅提供m类灯具的机械支承和电气连接。 根据GB 7000. 1第2章的规定，灯具用电源导轨系统应分类为工类或IU类。可分开的灯具/接合器组件，根据GB 7000. 1第2章可分类为]I类，不提供接地装置。单独的接合器不能分类为I类，但可以与II类灯具一起使用。 4. 1 本标准中的要求和试验不适用于已有单独国家标准或IEC国际标准的产品。4.2 本标准的试验是型式试验。4. 3描 述 的试验样品应进行所有相关试验。为 了 节 约试验时间并得以进行所有破坏性试验，制造商可以提交附加的样品或样品部件，它们与原样品的制造材料相同，并且可以得到在单独样品上试验时相同的试验结果。4.3 除非另有规定，样品按交货状态和考虑按制造商说明书上的最不利使用条件进行试验，环境温度在100C -30℃之间。最 少 试 验样品应包括下述部件：a) 对 于提供导轨段之间互相连接的导轨系统，至少要提供组装后总长不少于2.4m 的3段导轨，而 且 其 中 应 包 括 根据制造商文字说明中规定的最长一段导轨。对于不提供互相连接的导轨系统 ，只 要 求 一 段 最 长的导轨

自己找个空白U盘，去网上找为U盘制作的PE系统软件，下载后把U盘做成内置PE系统的启动U盘；再去网上找一个Win7安装映像文件，下载后把它拷进U盘里。用U盘它引导电脑启动后进入PE系统界面，先把C盘有用的文件拷出来或者拷到其它D、E、F盘里去备份好；把C盘格式化，重新安装系统。

可能导致未保存的文件丢失，硬盘可能有点影响，其它可忽略

psu是电源盒的辅助电源，意思这个5v来自辅助电源供电，也就是电源盒的5vsb，如果主板开启键盘鼠标开机或唤醒，就需要把usb供电跳线跳到5vsb供电。PSU电源就是电脑的一种电能转换类的电源（有别于电池供电类的电源），负责将标准交流电转成低压稳定的直流电，给电脑内其它的组件所使用。功能计算机电源将从墙上插座获得的交流电转到为计算机处理器及外围设备使用的低电压直流电。由于不同组件所需的电压不同，因此电源供应器需提供数个直流电压；而电脑中各组件都需要稳定连续的直流电压，因此电源供应器内必须配备电压调节器/稳定器（稳压器）。来提供精确的稳定的电压值，来确保电脑各组件的正常运作。“电源轨”/“电源通道”（power supply rail）或“电压轨”/“电压通道”（votage rail）一般指电源供应器提供的各个电压值。尽管这一词汇常用于电子工程学上，然而不少人，特别是电脑发烧友，在接触并深度了解PC电源供应器的时候都会遇到这些名词。

公交线路：轨道交通1号线，全程约9.1公里1、从微电园乘坐轨道交通1号线,经过2站, 到达双碑站2、步行约990米,到达32中

对电脑伤害不大,有可能会影响硬盘。

C51LED液晶显示模组需要满足以下条件才能亮起：电源：该模块需要+5V DC电源。数据信号：该模块需要来自微控制器或其他数字设备的数据信号。背光：该模块具有内置背光，可以打开或关闭。反差：可以调整显示屏的对比度，使文本和图像更易于阅读。满足这些条件后，模块将亮起并显示发送给它的文本或图像。以下是有关每个必需条件的一些其他详细信息：电源：+5V直流电源可由多种电源提供，如电池、电源适配器或微控制器的电源轨。数据信号：数据信号用于控制模块上文本和图像的显示。数据信号通常从微控制器或其他数字设备发送。背光：背光是照亮显示器的光源。背光可以使用开关或数字信号打开或关闭。反差：可以调整显示屏的对比度，使文本和图像更易于阅读。对比度通常使用电位计或数字信号进行调整。满足这些条件后，模块将亮起并显示发送给它的文本或图像。

psu是电源盒的辅助电源，意思这个5v来自辅助电源供电，也就是电源盒的5vsb，如果主板开启键盘鼠标开机或唤醒，就需要把usb供电跳线跳到5vsb供电。PSU电源就是电脑的一种电能转换类的电源（有别于电池供电类的电源），负责将标准交流电转成低压稳定的直流电，给电脑内其它的组件所使用。功能计算机电源将从墙上插座获得的交流电转到为计算机处理器及外围设备使用的低电压直流电。由于不同组件所需的电压不同，因此电源供应器需提供数个直流电压；而电脑中各组件都需要稳定连续的直流电压，因此电源供应器内必须配备电压调节器/稳定器（稳压器）。来提供精确的稳定的电压值，来确保电脑各组件的正常运作。“电源轨”/“电源通道”（power supply rail）或“电压轨”/“电压通道”（votage rail）一般指电源供应器提供的各个电压值。尽管这一词汇常用于电子工程学上，然而不少人，特别是电脑发烧友，在接触并深度了解PC电源供应器的时候都会遇到这些名词。

通常大家需要执行强行关机,大概率是电脑的鼠标、键盘不可用;系统卡死不动;软件打开卡死等异常现象。而强行关机操作,之于

buf16821一共有28个引脚。第1脚是VCOM通道2。第28脚是VCOM通道1。第8和第24脚是模拟电源接地用。第9和第23脚是模拟电源供用接口。第2-7脚，第10-12脚，第19-22脚，第25-27脚都是DAC输出引脚用。第13脚VSD是电源数字电源端口。第14-15时I2C的时钟和数据线。第16是I2C选择地址用的。第18端是数字接地用的。第17脚是储存器bank选择用的。BUF16821-Q1 提供 16 条可编程伽马通道，以及两个可编程 VCOM 通道。 最终的伽马和 VCOM 值可被存储在片上、非易失性存储器中。 为了应对编程错误时或使液晶显示屏 (LCD) 面板重新开始工作，此器件支持多达 16 个对片上存储器的写操作。此器件具有两个独立的存储器组，可实现两个不同伽马曲线的同时存储，从而使伽马曲线之间的切换更加便捷。所有伽马和 VCOM 通道提供一个轨到轨输出，此输出在10mA 负载时，通常在任一电源轨的 150mV 内摆动。 可使用一个 I2C 接口对所有通道进行编程，这个接口支持高达 400kHz 的标准运行，以及高达 2.7MHz 的高速数据传输。此器件使用德州仪器 (TI) 专有的、最先进的高压 CMOS 工艺制造。 这一工艺提供高达 20V 的高密度逻辑和高电源电压运行。且在 -40°C 至 +85°C 的温度范围内额定运行。

cmos op放大器增益与偏置电流的关系如下：当cmos op输入电压接近电源电压时，两个二极管泄漏电流间的关系会发生变化。输入电压靠近轨底的时候，举例来讲，当D2的反相电压接近零时，其泄漏电流值会减小。D1的泄漏会使得输入终端输出更高的偏置电流。显而易见，当输入电压为正电源轨的时候，相反的情况会发生。输入偏置电流值指的是在泄漏近乎匹配并且泄漏值极低的轨中间点测试所得到的值。对于任何给定的单元，都存在一个使输入电流为零的输入电压(假设没有显著的封装或者电路版图的泄漏)。事实上，使用轨到轨运算放大器时，通常可以在输入端使用自偏置，同时输出将漂移到对应零输入偏置电流点的电压。这是一个有趣的实验，然而却不是很实用。JFET输入的放大器有所不同，比如说OPA140 。对OPA140 来讲，输入晶体管的栅极是一个二极管结，同时二极管结的泄漏电流常常是输入偏置电流的主要来源。输入二极管结通常会更大，因此会比保护二极管更容易泄漏。因此输入偏置电流往往是不定向的。它会跟随放大器变化。由此可以得出结论。如果极低偏置电流对电路非常重要，仔细查看性能图表来收集所有可以得到的信息。如果在接近正电源轨或者负电源轨的情况下操作，你将会得到较高的输入偏置电流。这将会引出另外一个重要的点-输入偏置电流会随着温度的增加而显著增加。

OPA1612（双通道）双极型输入运算放大器在1kHz时可实现很低的噪声密度（1.1nV/√Hz）和超低失真（0.000015%）。OPA1611和OPA1612在2-kΩ负载下能够提供摆幅在距离电源轨600mV的范围内的轨到轨输出，这有助于实现动态范围最大化。此外，这些器件还具有±30mA高输出驱动能力OPA1612具有以下主要特性与优势：_双极输入可达到1.1nV√Hz的极低噪声密度以及1kHz0.000015%的超低失真，从而实现清脆的音频;_针对具有2欧姆负载的不高于600mV电压提供的轨至轨输出摆幅可提高性能预留空间，并最大限度地提高动态范围;_每通道电源电流仅为3.6mA的±2.25V至±18V的业界最高电源工作电压范围可在各种负载情况下实现优异的动态特性。

现在大家在进行新房装修的时候一定会安装的就是插座了，现在市面上兴起了一种插座叫做可移动插座。那么小编今天就会在这里为大家介绍一下关于可移动插座的优点是什么，以及可移动插座在使用的时候注意什么。感兴趣的朋友们就跟着我们一起往下看吧。一、可移动插座的优点是什么1.新加坡的移动插座。它由电源轨道和各种不同的模块组成。这些模块可以是插座或照明器，可以在轨道范围内随时添加，移除，移动和更改位置。2.可移动插座的优点，我们通常有这种经历。家里有越来越多的电器。有时候我们会发现套接字的数量不够或位置不对。我们将找到各种长度的拖曳板以解决这种形状，但目前的结果是各种类型的电器的电源线和拖曳板的电线混合在一起并且混乱。3.可移动插座的优点，这个移动插座只是解决了这个问题。可定制的长度轨道可以放在墙上或嵌入桌子中。您可以将所需的移动插座放置在轨道上的任何位置，并且可以增加或减少轨道长度方向上的移动插座的数量。可根据设备的位置和数量相应调整插座的位置和数量。一些轨道也有电缆隔间，可以埋设在冗长的电缆中，同时铺设强弱电线。二、可移动插座在使用的时候注意什么1.在使用中，它也非常简单方便。只需将轨道中心插槽中的移动插座平行插入，轻轻转动，开关电源将打开，LED指示灯将显示开关状态，这与正常插座面板不同。2.轨道结构简单，安装方便，使用方便。只需将移动插卡插入插槽并轻轻扭动即可打开电源。3.在厨房中使用时，您不必担心找到拖板支架所需的插头，也不需要移动厨房将其拆下，并且有一些存储配件可供使用。新的使用开关的方法更安全。4.通常我们会考虑它们对插座的安全性，特别是让孩子插入插座孔并充电。这款移动插座采用全新技术，GSS技术核心是电源板，插座导轨，表面是一个小于2厘米宽的插槽，外面是用橡胶两侧封闭的，移动插座头是从这里可以插入和供电。5.但巧妙的是，即使你的手深入这个槽，也没有电，只有插头的旋转运动到一定的位置，以便传递电源，并在橡胶中关闭装置使导电物体接地全部插入电源轨道，大大提高了安全系数。即使您将手指放入插槽，也不会触电。对于小编上面的建议相信大家都已经有所了解了。对于插座的选择大家还是要结合自己的实际情况以及自己的喜好。希望小编关于可移动插座的建议对于大家选购会有所帮助。

psu是电源盒的辅助电源，意思这个5v来自辅助电源供电，也就是电源盒的5vsb，如果主板开启键盘鼠标开机或唤醒，就需要把usb供电跳线跳到5vsb供电。PSU电源就是电脑的一种电能转换类的电源（有别于电池供电类的电源），负责将标准交流电转成低压稳定的直流电，给电脑内其它的组件所使用。功能计算机电源将从墙上插座获得的交流电转到为计算机处理器及外围设备使用的低电压直流电。由于不同组件所需的电压不同，因此电源供应器需提供数个直流电压；而电脑中各组件都需要稳定连续的直流电压，因此电源供应器内必须配备电压调节器/稳定器（稳压器）。来提供精确的稳定的电压值，来确保电脑各组件的正常运作。“电源轨”/“电源通道”（power supply rail）或“电压轨”/“电压通道”（votage rail）一般指电源供应器提供的各个电压值。尽管这一词汇常用于电子工程学上，然而不少人，特别是电脑发烧友，在接触并深度了解PC电源供应器的时候都会遇到这些名词。

灯具导轨专用于导轨灯具的，只要是导轨灯都需要配套导轨用，两线的是没有接地线，三线的用接地线，相对来说有接地线的就比没有接地线的要安全些;二线的好处就是成本比三线的要低，正规的商场都有要求要三线的;四线是双回路，国内很少用一般用于国外，他属欧洲的标准四线的成本相比就更高，用途跟三线都是一样的，都是用在买场，在选择用二线、三线、或四线时，要注意他选择的灯具的导轨接线必需与导轨相对应，否则就装不上，就是灯具上的导轨头必需与导轨对应相应的二线、三线或四线，同一个灯可以带二线的头也可带三线或四线的头就是要确认客户用的灯具是几线的，现国内用的灯具导轨大部份都是科宁照明拿货的，出口质量、价格也合理。希望我的回答能帮到你。

交换式电源供应器只要有UPS接口就可以接。

　　电容选择上都采用的MLCC的电容进行退耦，常见的MLCC的电容因为介质的不同可以进行不同的分类，可以分成NPO的第一类介质，X7R和Z5V等的第二、三类介质。EIA对第二、三类介质使用三个字母，按照电容值和温度之间关系详细分类为： 第一个数字表示下限类别温度： X：－55度；Y：－30度；Z：＋10度 第二个数字表示上限温度： 4：＋65度；5：＋85度；6：105度；7：125度；8：150度； 第三个数字表示25度容量误差： P：＋10％/-10％；R：＋15％/-15％；S：＋22％/-22％； T：＋22％/-33％；U：＋22％/-56％；V：＋22％/-82％ 例如我们常见的Z5V，表示工作温度是10度～85度，标称容量偏差＋22％/-82％， 为了做成纯文档的格式，尽量采用文字说明，不不采用图片，这样给理解带来一定的困难，看官们见笑了。设电源引脚和地引脚的封装电感和引线电感之和分别为：Lv和Lg。两个互补的MOS管（接地的NMOS和接电源的PMOS）简单作为开关使用。假设初始时 刻传输线上各点的电压和电流均为零，在某一时刻器件将驱动传输线为高电平，这时候器件就需要从电源管脚吸收电流。在时间T1，使PMOS管导通，电流从PCB板上的VCC流入，流经封装电感Lv，跨越PMOS管，串联终端电阻，然后流入传输线，输出电流幅度为VCC/（2×Z0）。电流在传输线网络上持续一个完整的返回（Round-Trip）时间，在时间T2结束。之后整个传输线处于电荷充满状态，不需要额外流入电流来维持。当电流瞬间涌过封装电感Lv时，将在芯片内部的电源提供点产生电压被拉低的扰动。该扰动在电源中被称之为同步开关噪声（SSN，Simultaneous Switching Noise；SSO，Simultaneous Switching Output Noise）或Delta I噪声。 在时间T3，关闭PMOS管，这一动作不会导致脉冲噪声的产生，因为在此之前PMOS管一直处于打开状态且没有电流流过的。同时打开NMOS管，这时传输线、地平面、封装电感Lg以及NMOS管形成一回路，有瞬间电流流过开关B，这样在芯片内部的地结点处产生参考电平点被抬高的扰动。该扰动在电源系统中被称之为地弹噪声（Ground Bounce，我个人读着地tan）。 实际电源系统中存在芯片引脚、PCB走线、电源层、底层等任何互连线都存在一定电感值，因此上面就IC级分析的SSN和地弹噪声在进行Board Level分析时，以同样的方式存在，而不仅仅局限于芯片内部。就整个电源分布系统来说（Power Distribute System）来说，这就是所谓的电源电压塌陷噪声。因为芯片输出的开关操作以及芯片内部的操作，需要瞬时的从电源抽取较大的电流，而电源特性来说不能快速响应该电流变化，高速开关电源开关频率也仅有MHz量级。为了保证芯片附近电源线上的电压不至于因为SSN和地弹噪声降低超过器件手册规定的容限，这就需要在芯片附近为高速电流需求提供一个储能电容，这就是我们所要的退耦电容。 如果电容是理想的电容，选用越大的电容当然越好了，因为越大电容越大，瞬时提供电量的能力越强，由此引起的电源轨道塌陷的值越低，电压值越稳定。但是，实际的电容并不是理想器件，因为材料、封装等方面的影响，具备有电感、电阻等附加特性；尤其是在高频环境中更表现的更像电感的电气特性。我们都知道实际电容的模型简单的以电容、电阻和电感建立。除电容的容量C以外，还包括以下寄生参数： 1、等效串联电阻ESR（Resr）：电容器的等效串联电阻是由电容器的引脚电阻与电容器两个极板的等效电阻相串联构成的。当有大的交流电流通过电容器，Resr使电容器消耗能量(从而产生损耗)，由此电容中常用用损耗因子表示该参数。 2、等效串联电感ESL（Lesl）：电容器的等效串联电感是由电容器的引脚电感与电容器两个极板的等效电感串联构成的。 3、等效并联电阻EPR Rp ：就是我们通常所说的电容器泄漏电阻，在交流耦合应用、存储应用(例如模拟积分器和采样保持器)以及当电容器用于高阻抗电路时，Rp是一项重要参数，理想电容器中的电荷应该只随外部电流变化。然而实际电容器中的Rp使电荷以RC时间常数决定的速度缓慢泄放。 还是两个参数RDA、CDA 也是电容的分布参数，但在实际的应该中影响比较小，这就省了吧。所以电容重要分布参数的有三个：ESR、ESL、EPR。其中最重要的是ESR、 ESL，实际在分析电容模型的时候一般只用RLC简化模型，即分析电容的C、ESR、ESL。因为寄生参数的影响，尤其是ESL的影响，实际电容的频率特性表现出阻抗和频率成“V”字形的曲线，低频时随频率的升高，电容阻抗降低；当到最低点时，电容阻抗等于ESR；之后随频率的升高，阻抗增加，表现出电感特性（归功于ESL）。因此对电容的选择需要考虑的不仅仅是容值，还需要综合考虑其他因素。包括： 所有考虑的出发点都是为了降低电源地之间的感抗（满足电源最大容抗的条件下），在有瞬时大电流流过电源系统时，不至于产生大的噪声干扰芯片的电源地引脚。选用常见的有两种方法计算所需的电容： 简单方法：由输出驱动的变化计算所需退耦电容的大小； 复杂方法：由电源系统所允许的最大的感抗计算退耦电容的大小。 我们假设一个模型，在一个Vcc＝3.3V的SRAM系统中，有36根输出数据线，单根数据线的负载为Cload＝30pF（相当的大了），输出驱动需要在Tr＝2ns（上升时间）内将负载从0V驱动到3.3V，该芯片资料里规定的电源电压要求是3.3V＋0.3V/-0.165V。 可以看出在SRAM的输出同时从0V上升到3.3V时，从电源系统抽取的电流最大，我们选择此时计算所需的退耦电容量。我们采用第一种计算方法进行计算，单根数据线所需要的电流大小为： I＝Cload×（dV/dt）＝30pF×（3V/2ns）=45mA; 36根数据线同时翻转时的电流大小为Itot＝45mA×36＝1.62A。芯片允许的供电电压降为0.165V，假设我们允许该芯片在电源线上因为SSN引入的噪声为50mV，那么所需要的电容退耦电容为： C＝I×（dt/dV）＝1.62A×（2ns/50mV）=64nF； 从标准容值表中选用两个34nF的电容进行并联以完成该值，正如上面提到的退耦电容的选择在实际中并不是越大越好，因为越大的电容具有更大的封装，而更大的封装可能引入更大的ESL，ESL的存在会引起在IC引脚处的电压抖动（Glitching），这个可以通过V＝L×（di/dt）公式来说明，常见贴片电容的L大约是1.5nH，那么V＝1.5nH×（1.62A/2ns）=1.2V，考虑整个Bypass回路的等效电感之后，实际电路中glitch会小于该值。通过前人做的一些仿真的和经验的数据来看，退耦电容上的Glitch与同时驱动的总线数量有很大关系。 因为ESL在高频时觉得了电源线上的电流提供能力，我们采用第二种方法再次计算所需的退耦电容量。这中方法是从Board Level考虑单板，即从Bypass Loop的总的感抗角度进行电容的计算和选择，因此更具有现实意义，当然需要考虑的因素也就越多，实际问题的解决总是这样，需要一些折中，需要一点妥协。 同样使用上面的假设，电源系统的总的感抗最大： Xmax＝（dV/dI）＝0.05/1.62=31m欧； 在此，需要说明我们引入的去耦电容是为了去除比电源的去耦电容没有滤除的更高频率的噪声，例如在电路板级参数中串联电感约为Lserial＝5nH，那么电源的退耦频率： Fbypass＝Xmax/(2pi×Lserial)＝982KHz，这就是电源本身的滤波频率，当频率高于此频率时，电源电路的退耦电路不起作用，需要引入芯片的退耦电容进行滤波。另外引入另外一个参数——转折点频率Fknee，该频率决定了数字电路中主要的能量分布，高于该频率的分量认为对数字电路的上升沿和下降沿变化没有贡献。在High-Speed Digital Design:A Hand Book of Black Magic这本书的第一章就详细的讨论了该问题，在此不进行详细说明。只是引入其中推倒的公式： Fknee＝（1/2×Tr）＝250MHz，其中Tr＝2ns； 可见Fknee远远大于Fbypass，5nH的串联电感肯定是不行了。那么计算： Ltot＝Xmax/(2pi×Fknee)＝(Xmax×Tr/pi)=19.7pH; 如前面提到的常见的贴片电容的串联电感在1.5nH左右，所需要的电容个数是： N＝（Lserial/Ltot）=76个，另外当频率降到Fbypass的时候，也应该满足板级容抗需要即： Carray=(1/（2pi×Fbypass×Xmax）)＝5.23uF； Celement=Carray/N=69nF. 1、电容容值；2、电介质材料；3、电容的几何尺寸和放置位置。